現(xiàn)代無(wú)線電接收機(jī)的系統(tǒng)噪聲系數(shù)分析一：級(jí)聯(lián)接收機(jī)的計(jì)算

2017-04-03  by:CAE仿真在線  來(lái)源:互聯(lián)網(wǎng)

噪聲系數(shù)的一般概念很好理解,并被系統(tǒng)和電路設(shè)計(jì)人員廣泛采用,尤其被產(chǎn)品定義和電路設(shè)計(jì)者用來(lái)表示噪聲性能,以及預(yù)測(cè)接收系統(tǒng)的總體靈敏度。

當(dāng)信號(hào)鏈中存在混頻器時(shí),噪聲系數(shù)分析就會(huì)產(chǎn)生原理性問(wèn)題。所有實(shí)數(shù)混頻器均折疊本振(LO)頻率附近的RF頻譜,產(chǎn)生輸出,其中包括兩個(gè)邊帶頻率的疊加,合成公式為fOUT=|fRF-fLO |。在外差式結(jié)構(gòu)中,可能認(rèn)為其中之一是雜散頻率,而另一成分才是有用的,因此需要采用鏡像抑制濾波或鏡像消除方法來(lái)大幅消除這些響應(yīng)中的一種響應(yīng)。在直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中,情況則不同:兩個(gè)邊帶(fRF=fLO的上邊帶和下邊帶)均被轉(zhuǎn)換并用于預(yù)期信號(hào),所以其實(shí)是混頻器的雙邊帶應(yīng)用。

業(yè)內(nèi)經(jīng)常使用的各種定義解釋噪聲折疊的不同程度。例如,傳統(tǒng)的單邊帶噪聲系數(shù)Fssb假設(shè)允許來(lái)自于兩個(gè)邊帶的噪聲折疊至輸出信號(hào),但只有一個(gè)邊帶對(duì)表示預(yù)期信號(hào)有用。如果兩處響應(yīng)的轉(zhuǎn)換增益相等,這就自然造成噪聲系統(tǒng)增大3dB。相反,雙邊帶噪聲系數(shù)假設(shè)混頻器的兩處響應(yīng)包含有預(yù)期信號(hào),則噪聲折疊(以及對(duì)應(yīng)的信號(hào)折疊)不影響噪聲系數(shù)。雙邊帶噪聲系數(shù)被應(yīng)用于直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)以及射電天文接收機(jī)。然而,較深層次的分析表明,對(duì)于設(shè)計(jì)者來(lái)說(shuō),為給定的應(yīng)用選擇正確的噪聲系數(shù)的“方式”,然后替代標(biāo)準(zhǔn)弗林斯公式中的數(shù)字是不夠的。如果這么做,會(huì)造成分析結(jié)果產(chǎn)生相當(dāng)大的錯(cuò)誤,當(dāng)混頻器或混頻器之后的器件對(duì)確定系統(tǒng)噪聲系數(shù)的作用比較重要時(shí),甚至?xí)a(chǎn)生嚴(yán)重后果。

本文綜合介紹噪聲系數(shù)的基本定義、混頻器級(jí)聯(lián)模塊的公式分析方法,以及評(píng)估噪聲系數(shù)的典型實(shí)驗(yàn)室方法。在第一部分中,我們介紹具有一個(gè)或多個(gè)混頻器時(shí)如何修改級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)公式,并得出適用于常用下變頻結(jié)構(gòu)的公式。我們?cè)诘诙糠掷^續(xù)深入討論噪聲系數(shù)測(cè)量的Y因子法。第二部分中,我們集中討論混頻器作為被測(cè)器件的情況,以便利用第一部分得出的級(jí)聯(lián)公式得出適用的混頻器噪聲系數(shù)的測(cè)量方法。

混頻器噪聲的概念模型

將混頻器噪聲分布形象化的方法之一是設(shè)計(jì)一個(gè)混頻器概念模型(圖1),該模型基于安捷倫的Genesys仿真程序提供的模型1。

圖1. 混頻器噪聲分布。

該模型中,輸入信號(hào)分成兩個(gè)獨(dú)立的信號(hào)通路,一路表示高于LO的RF頻率,另一路表示低于LO的頻率。每路信號(hào)在混頻器中進(jìn)行獨(dú)立的相加噪聲處理,以及采用獨(dú)立的轉(zhuǎn)換增益。最后,兩路信號(hào)的頻率轉(zhuǎn)換至中頻,與混頻器輸出級(jí)可能產(chǎn)生的其它噪聲進(jìn)行相加組合。預(yù)期及鏡像頻帶中的單位帶寬自噪聲功率可能不同,對(duì)應(yīng)的轉(zhuǎn)換增益也可能不同。

為了方便起見,我們將輸出處所有噪聲源收集在一起統(tǒng)稱為總體噪聲NA,表示混頻器輸出端口上的單位帶寬總噪聲功率。

NA=NsGs+NiGi+NIF.

注意,NA并不完全依賴于混頻器輸入端口上是否有信號(hào)存在。

圖2. 噪聲源及混頻器噪聲分布。

在匯總了混頻器的內(nèi)部噪聲源之后,我們現(xiàn)在分析可歸結(jié)至源端點(diǎn)的噪聲(圖2)。我們識(shí)別出兩個(gè)離散噪聲源,分別表示預(yù)期頻率和鏡像頻率處源端點(diǎn)引起的輸入噪聲密度。由于應(yīng)用電路會(huì)造成其中一路衰減,而另一路以低損耗傳輸至混頻器的RF輸入端口,所以我們必須將其作為獨(dú)立參量加以考慮。當(dāng)鏡像和預(yù)期RF頻率隔離很好并采用頻率選擇性匹配濾波時(shí),就極可能是這種情況。

寬帶匹配濾波情況下,我們可以記作NOUT=NA+kT0Gs+kT0GI。然而,當(dāng)混頻器在預(yù)期RF頻率處進(jìn)行高Q、頻率選擇性匹配濾波時(shí),源端點(diǎn)在鏡像頻率下引起的輸出噪聲可能忽略不計(jì),所以NOUT=NA+kT0Gs。通常情況下,我們可以為混頻器輸入端口在鏡像頻率下可用的輸入源端點(diǎn)噪聲功率的有效部分分配一個(gè)系數(shù)α。這樣即有NOUT=NA+kT0Gs+αkT0 GI,其中α是應(yīng)用相關(guān)的系數(shù),范圍為0≤α≤1。隨后我們將看到,具體應(yīng)用中的有效噪聲系數(shù)取決于α的值。

噪聲系數(shù)定義

在討論為什么級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)計(jì)算會(huì)發(fā)生錯(cuò)誤時(shí),我們應(yīng)回顧一下術(shù)語(yǔ)的基本定義。

解釋兩端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲因子的通常定義是:

如果用dB表示,則稱為噪聲系數(shù):

NF=10log10(F).

該表達(dá)式取決于輸入信號(hào)的SNR。然而,如果不定義SNR,這種測(cè)量電路或元件的性能指標(biāo)是毫無(wú)意義的,因?yàn)樗艽蟪潭壬弦蕾囉谳斎胄盘?hào)的質(zhì)量。因此,合理的方式是對(duì)輸入的SNR采用最佳假設(shè),也就是說(shuō),唯一的噪聲源是輸入端點(diǎn)在某個(gè)確定溫度下的熱噪聲。假設(shè)噪聲因子不依賴于使用的信號(hào)電平也是合乎邏輯的。這就假設(shè)被表征的兩端口網(wǎng)絡(luò)工作于線性范圍。我們?cè)O(shè)輸入信號(hào)功率為PIN,信號(hào)增益為Gs,那么輸出功率則為POUT=GsPIN,以及:

此外,噪聲功率NIN和NOUT的定義不明確,除非我們指定測(cè)量時(shí)使用的帶寬。設(shè)NIN和NOUT表示任意指定輸入頻率下的單位帶寬噪聲功率,則可解決這一問(wèn)題。

單邊帶噪聲因子

以上討論有助于理解IEEE®定義噪聲因子:

(兩端口變送器的)噪聲因子。標(biāo)準(zhǔn)噪聲溫度(290 K)時(shí),在規(guī)定輸入頻率下,1)輸出端口上對(duì)應(yīng)輸出頻率下單位帶寬總噪聲功率與2)其中由輸入端點(diǎn)在輸入頻率下產(chǎn)生的部分之比。

對(duì)于外差式系統(tǒng),原理上講,將有多個(gè)輸出頻率對(duì)應(yīng)單個(gè)輸入頻率,反之亦然;對(duì)于每一對(duì)相對(duì)應(yīng)的頻率,定義一個(gè)噪聲因子。

“輸出端口可用的”應(yīng)改為“系統(tǒng)傳輸至輸出端點(diǎn)的”。

只有定義了輸入端點(diǎn)的導(dǎo)納(或阻抗)時(shí),用噪聲因子表征系統(tǒng)才有意義2。

相對(duì)于對(duì)應(yīng)RF頻率的定義,噪聲因子的這一定義是輸出頻率的點(diǎn)函數(shù)(不是同時(shí)一對(duì)頻率,使其成為單邊帶噪聲因子,見圖3)。

圖3. SSB噪聲系數(shù)。

有一點(diǎn)值得注意,分母僅包括來(lái)自于一個(gè)邊帶的噪聲,分子包括相應(yīng)輸出頻率下的單位帶寬總體噪聲功率,無(wú)任何特殊例外。對(duì)于具有信號(hào)和鏡像響應(yīng)的混頻器,為了以數(shù)學(xué)形式清晰表示,以上定義可記作:

式中,Gi為鏡像頻率下的轉(zhuǎn)換增益;Gs為信號(hào)頻率下的轉(zhuǎn)換增益;T0為標(biāo)準(zhǔn)噪聲溫度;NA為混頻器電子器件增加的單位帶寬噪聲功率,在輸出端點(diǎn)測(cè)得。鏡像頻率下的相應(yīng)噪聲因子可記作:

如果鏡像頻率下的轉(zhuǎn)換增益不同于預(yù)期信號(hào)頻率下的轉(zhuǎn)換增益,該式的結(jié)果也與以上不同。有人將以上的IEEE定義理解為“輸出端口上對(duì)應(yīng)輸出頻率下單位帶寬總噪聲功率”不包括鏡像噪聲,因此假設(shè):

該定義相當(dāng)于混頻器輸入端口中完全不包括鏡像頻率下的源輸入噪聲。這一解釋未得到業(yè)內(nèi)人士的廣泛采用。但為了完整起見,將其示于圖4。

圖4. SSB噪聲系數(shù)的“IEEE”變體。

美國(guó)聯(lián)邦標(biāo)準(zhǔn)1037C的噪聲因子定義如下:

噪聲系數(shù):標(biāo)準(zhǔn)噪聲溫度(通常為290 K)時(shí),裝置的輸出噪聲功率與其中由輸入端點(diǎn)中熱噪聲引起的部分之比。注:如果裝置本身不產(chǎn)生噪聲,噪聲系數(shù)則為實(shí)際輸出噪聲與殘余噪聲之比。在外差式系統(tǒng)中,輸出噪聲功率包括鏡像頻率變換引起的雜散噪聲,但是標(biāo)準(zhǔn)噪聲溫度下輸入端點(diǎn)中熱噪聲的部分僅包括通過(guò)系統(tǒng)的主頻率變換出現(xiàn)在輸出中的噪聲,不包括通過(guò)鏡像頻率變換出現(xiàn)的噪聲。噪聲因子的同義詞4。

由于這一較新的定義明確將來(lái)自于鏡像頻率變換引起的雜散噪聲包括在輸出噪聲功率中,所以SSB噪聲系數(shù)可記作之前建議的形式:

我們考慮Gs=Gi的情況。則:

如果我們進(jìn)一步考慮混頻器本身不增加噪聲的情況,即NA=0,則得到F=2或NF=3.01 dB 。這相當(dāng)于說(shuō)無(wú)噪聲混頻器的SSB噪聲系數(shù)為3dB。

雙邊帶噪聲系數(shù)

有些情況下,兩路響應(yīng)同樣有用,不適合使用術(shù)語(yǔ)“系統(tǒng)的主頻率變換”。例子有輻射計(jì)和直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)。直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)中,LO頻率位于有用信號(hào)的RF通帶的中心,混頻器的兩路響應(yīng)形成全部有用信號(hào)頻譜的連續(xù)兩半。這種情況如圖5所示。

圖5. DSB噪聲系數(shù)。

所以,這種情況下就需要考慮雙邊帶噪聲因子:

如果我們假設(shè)Gs=Gi,那么:

在相同約束條件下:

由此可得出結(jié)論:當(dāng)轉(zhuǎn)換增益相等時(shí),混頻器的SSB噪聲系數(shù)比對(duì)應(yīng)的DSB噪聲系數(shù)高3dB。此外,如果混頻器不增加任何附加噪聲(NA=0),那么FDSB=1或NFDSB=0dB .

噪聲系數(shù)在級(jí)聯(lián)系統(tǒng)噪聲系數(shù)計(jì)算中的應(yīng)用

基線案例:線性電路模塊的級(jí)聯(lián)

考慮以下三個(gè)放大器模塊簡(jiǎn)單級(jí)聯(lián)的情況(圖6)。

圖6. 三個(gè)增益模塊級(jí)聯(lián)。

輸出的總噪聲可計(jì)算如下:

NOUT=kT0G1G2G3+NA1G2G3+NA2G3+NA3

由于級(jí)聯(lián)輸入處的熱噪聲引起的輸出噪聲為:

NOT=kT0G1G2G3

這意味著總噪聲因子為:

設(shè):

得到:

這可作為三個(gè)模塊的標(biāo)準(zhǔn)弗林斯級(jí)聯(lián)噪聲公式。從該式很容易外推至任意數(shù)量模塊的情況。

外差式轉(zhuǎn)換級(jí)

考慮接收機(jī)信號(hào)通路中的以下頻率轉(zhuǎn)換級(jí)(圖7)?；祛l器的雙邊帶噪聲系數(shù)為3dB,其轉(zhuǎn)換增益為10dB。預(yù)期載頻為2000MHz,選擇LO為1998MHz,所以預(yù)期和鏡像頻率均在濾波器的通帶范圍之內(nèi)。

圖7. 無(wú)鏡像抑制的外差級(jí)。

這種配置的級(jí)聯(lián)性能匯總于表1,其中CF為通道頻率;CNP為通道噪聲功率;GAIN為級(jí)增益;CGAIN為至本級(jí)的級(jí)聯(lián)增益,包括當(dāng)前級(jí);CNF為級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)。

表1.仿真的級(jí)聯(lián)性能*

器件	CF (MHz)	CNP (dBm)	GAIN (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
CWSource_1	2000	-113.975	0	0	0
BPF_Butter_1	2000	-113.975	-7.12E-04	-7.12E-04	6.95E-04
BasicMixer_1	2	-97.965	10	9.999	6.011

* 濾波器無(wú)鏡像抑制。

這兩個(gè)模塊的總級(jí)聯(lián)增益為9.999dB,SSB噪聲系數(shù)為6.011dB。這一噪聲系數(shù)是可通過(guò)之前的分析正確預(yù)測(cè)到的,因?yàn)槲覀冾A(yù)期混頻器的SSB噪聲系數(shù)比DSB噪聲系數(shù)高3.01dB。由于濾波器存在有限的插入損耗,所以噪聲系數(shù)稍微變差?？傮w而言,這一結(jié)果滿足我們的預(yù)期。

現(xiàn)在考慮相同的情景,但LO頻率為1750MHz(圖8)。LO頻率為該值時(shí),鏡像處于1500MHz,正好處于混頻器之前的濾波器帶通范圍之外。

圖8. 帶鏡像抑制的外差級(jí)。

這種配置的級(jí)聯(lián)性能匯總于表2。預(yù)期信號(hào)的增益與之前相同,但是級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)(CNF)已經(jīng)變?yōu)?.758dB。

表2. 仿真的級(jí)聯(lián)性能*

器件	CF (MHz)	CNP (dBm)	GAIN (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
CWSource_1	2000	-113.975	0	0	0
BPF_Butter_1	2000	-113.975	-7.12E-04	-7.12E-04	6.95E-04
BasicMixer_1	250	-99.218	10	9.999	4.758

* 濾波器具有顯著的鏡像抑制。

為解釋這一結(jié)果,我們需要考慮本例中的噪聲情景與圖4中所述的情況類似,尤其是源阻抗鏡像噪聲得到了抑制?？衫弥巴茖?dǎo)的DSB噪聲因子公式計(jì)算出混頻器級(jí)增加的噪聲:

所以:

現(xiàn)在,混頻器輸出的總噪聲可由式NOUT=NA+kT0Gs+αkT0Gi,計(jì)算得到,本應(yīng)用中α=0。因此:

NOUT=2kT0Gs(10(3/10)-1)+kT0Gs

得到的噪聲系數(shù)可記為:

以dB表示,即得到:

NF=10log10 (2(10(3/10)-1)+1)=4.757dB

結(jié)果應(yīng)該與仿真值4.758dB相當(dāng),其中包括濾波器插入損耗引起的微小附加噪聲。

一般情況下,混頻器級(jí)的有效單邊帶噪聲系數(shù)可由下式給出:

FSSBe=2(FDSB-1)+1+α,

式中,當(dāng)鏡像頻率下的端點(diǎn)噪聲得到較好抑制時(shí),α=0;當(dāng)根本未抑制噪聲時(shí),α=1。注意,如果α=1,有效SSB噪聲系數(shù)降低至FSSBe=2FDSB,,即本部分開始時(shí)所述的情況。在有些情況下,α的值會(huì)是小數(shù),例如鏡像抑制濾波器未直接耦合到混頻器輸入端,或者鏡像和預(yù)期響應(yīng)之間的頻率間隔不太大。

外差式接收機(jī)

我們利用圖9中所示的例子討論在較大級(jí)聯(lián)分析中如何應(yīng)用有效噪聲系數(shù)。為了計(jì)算整個(gè)信號(hào)鏈的級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù),我們需要將混頻器及其相關(guān)的LO和鏡像抑制濾波封裝成一個(gè)等效的兩端口網(wǎng)絡(luò),該網(wǎng)絡(luò)具有特定的增益和噪聲系數(shù)。由于前置濾波器很好地抑制了鏡像頻率下的端點(diǎn)噪聲,所以該兩端口網(wǎng)絡(luò)的有效噪聲系數(shù)為FSSBe=2(FDSB-1)+1,。

圖9. 外差式混頻器及其相鄰的系統(tǒng)模塊。

注意,適用的噪聲系數(shù)既不是混頻器的DSB噪聲系數(shù)也不是SSB噪聲系數(shù),而是介于兩者之間的一個(gè)有效噪聲系數(shù)。這種情況下,DSB噪聲系數(shù)為3dB,如上所述,兩端口網(wǎng)絡(luò)的等效噪聲系數(shù)可計(jì)算為4.757dB。將該值帶入總體級(jí)聯(lián)公式計(jì)算,得到系統(tǒng)噪聲系數(shù)為7.281dB,如表3所示。手動(dòng)計(jì)算表明,該結(jié)果與采用4.757dB計(jì)算混頻器噪聲系數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)弗林斯公式相一致。

表3. 系統(tǒng)中外差式混頻器的仿真級(jí)聯(lián)性能

器件	CF (MHz)	CNP (dBm)	GAIN (dB)	SNF (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
CWSource_1	2000	-113.975	0	0	0	0
Lin_1	2000	-100.975	10	3	10	3
BPF_Butter_1	2000	-100.976	-7.12E-04	7.12E-04	9.999	3
BasicMixer_1	250	-90.563	10	3	19.999	3.413
Lin_2	250	-61.695	25	25	44.999	7.281

一般而言,當(dāng)用等效兩端口網(wǎng)絡(luò)代替混頻器及其相鄰元件時(shí),輸入端口應(yīng)為被抑制鏡像響應(yīng)的信號(hào)流中的最后節(jié)點(diǎn),輸出端口應(yīng)為鏡像響應(yīng)和預(yù)期響應(yīng)組合在一起的最前節(jié)點(diǎn)(通常為混頻器的輸出端口)。如果電路結(jié)構(gòu)不能有效抑制混頻器的鏡像響應(yīng),則必須修改弗林斯公式才能應(yīng)用。

零中頻接收機(jī)

現(xiàn)在,考慮零中頻或直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)(圖10)。

圖10. 帶有LNA、混頻器、濾波器和VGA的ZIF接收機(jī)。

配置包括LNA(增益為10dB、噪聲系數(shù)為3dB)、帶通濾波器(中心頻率為950MHz)、信號(hào)分配器(將信號(hào)送至一對(duì)混頻器)、一對(duì)混頻器(轉(zhuǎn)換增益均為6dB,DSB噪聲系數(shù)為4dB)。VGA設(shè)置為10dB增益、25dB噪聲系數(shù)。該組合的仿真結(jié)果如表4所示。

表4. ZIF接收機(jī)配置*

器件	CF (MHz)	CP (dBm)	CNP (dBm)	GAIN (dB)	SNF (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
MultiSource_1	950	-79.999	-116.194	0	0	0	0
FE_BPF	950	-80.009	-116.194	-9.99E-03	1.00E-02	-9.99E-03	9.99E-03
Lin_1	950	-70.008	-103.194	10	3	9.99	3.01
Split2_1	950	-73.018	-105.992	-3.01	3.01	6.98	3.222
BasicMixer_1	0	-67.039	-99.425	5.979	4	12.959	3.81
LPF1	0	-67.04	-99.425	-8.23E-04	1.00E-02	12.958	3.81
Lin_2	0	-57.036	-83.078	9.995	25	22.953	10.163
LPF2	0	-57.038	-83.08	-1.90E-03	1.00E-02	22.951	10.163

*表格中列出的項(xiàng)目有通道頻率(CF)、通道功率(CP)、級(jí)增益(GAIN)、級(jí)噪聲系數(shù)(SNF)、級(jí)聯(lián)增益(CGAIN)和級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)(CNF)。

注意,在表5中,我們將這一結(jié)果與Excel®電子表格利用弗林斯公式計(jì)算的級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)進(jìn)行比較。

表5. 弗林斯級(jí)聯(lián)公式計(jì)算結(jié)果

器件	F (dB)	Gain (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
BPF濾波器	0.01	-0.01	-0.01	0.01
LNA	3	10	9.99	3.01
分配器	3.01	-3.01	6.98	3.22
混頻器	4	5.979	12.96	3.81
LPF1	0.01	-0.01	12.95	3.81
VGA	25	9.995	22.94	12.65
LPF2	0.01	-0.01	22.93	12.65

顯而易見,級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)的有些地方發(fā)生了錯(cuò)誤。我們采用電子表格的估算結(jié)果是12.64dB,但仿真器結(jié)果為10.16dB。級(jí)聯(lián)增益匹配比較合理,但我們需要驗(yàn)證哪個(gè)噪聲系數(shù)是有效的。首先,由于整個(gè)ZIF電路將使用兩個(gè)邊帶中的信號(hào)并承受兩個(gè)邊帶中的噪聲,所以我們關(guān)心整個(gè)電路中的雙邊帶噪聲系數(shù)。因此,涉及到獲得級(jí)聯(lián)的雙邊帶噪聲系數(shù),包括放大器、隨后的混頻器、之后的附加放大器(圖11)。

圖11. 包括混頻器的級(jí)聯(lián)。

輸出的總噪聲密度可計(jì)算如下:

NOUT=2kT0G1G2G3+2NA1G2G3+NA2G3+NA3

由于級(jí)聯(lián)輸入處的熱噪聲引起的輸出噪聲為:

NOT=2kT0G1G2G3.

這意味著總噪聲因子為:

設(shè):

得到:

以上推導(dǎo)表明,級(jí)聯(lián)公式中有必要使用混頻器的DSB噪聲系數(shù);代入計(jì)算級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)的一般形式弗林斯公式,隨后所有級(jí)的噪聲分布必須除以2。如果后者不除以2,表5中所示的電子表格分析結(jié)果是錯(cuò)誤的。在電子表格中修改公式,將混頻器之后的單元除以2,得到的結(jié)果如表6所示。

表6. DSB級(jí)聯(lián)公式的結(jié)果

器件	F (dB)	Gain (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
BPF濾波器	0.01	-0.01	-0.01	0.01
LNA	3	10	9.99	3.01
分配器	3.01	-3.01	6.98	3.22
混頻器	4	5.979	12.96	3.81
LPF1	0.01	-0.01	12.95	3.81
VGA	25	9.995	22.94	10.17
LPF2	0.01	-0.01	22.93	10.17

現(xiàn)在,表6和表4非常一致。然而,這也說(shuō)明了在涉及到混頻器時(shí)直接帶入弗林斯級(jí)聯(lián)公式計(jì)算是不合理的。

現(xiàn)在,我們考慮相同的情況,但預(yù)期信號(hào)比LO高300kHz。方框圖仍然同圖10所示,但全部信號(hào)位于LO的高邊,這就使其成為相同接收機(jī)架構(gòu)的低中頻(LIF)應(yīng)用。與之前一樣,采用相同的Genesys仿真配置,結(jié)果如表7所示。

表7. LIF接收機(jī)仿真結(jié)果

器件	CF (MHz)	CP (dBm)	CNP (dBm)	GAIN (dB)	SNF (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
MultiSource_1	950.3	-79.999	-116.194	0	0	0	0
FE_BPF	950.3	-80.009	-116.194	-9.99E-03	1.00E-02	-9.99E-03	9.99E-03
Lin_1	950.3	-70.008	-103.194	10	3	9.99	3.01
Split2_1	950.3	-73.018	-105.992	-3.01	3.01	6.98	3.222
BasicMixer_1	0.3	-67.067	-96.335	5.938	4	12.918	6.94
LPF1	0.3	-68.467	-96.458	-1.64E-03	1.00E-02	12.916	6.819
Lin_2	0.3	-58.832	-80.068	9.969	25	22.885	13.241
LPF2	0.3	-58.483	-80.072	-4.68E-03	1.00E-02	22.88	13.241

除噪聲系數(shù)增加了3dB之外,結(jié)果與之前相同架構(gòu)的仿真結(jié)果相似。實(shí)際上,即使該系統(tǒng)中除源電阻之外的全部器件均無(wú)噪聲,噪聲系數(shù)也將為3dB。從本質(zhì)上講,這是復(fù)合接收機(jī)架構(gòu)的一種SSB應(yīng)用,無(wú)法抑制非預(yù)期單邊帶。級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)的推導(dǎo)與以上所述完全相同,但級(jí)聯(lián)輸入處的熱噪聲引起的輸出噪聲為:

Not=kT0G1G2G3.

所以現(xiàn)在變?yōu)?

設(shè):

得到:

與預(yù)期一樣,對(duì)于這種結(jié)構(gòu)的DSB應(yīng)用,噪聲級(jí)聯(lián)公式中的每一項(xiàng)乘以2。然而,這種情況有時(shí)候是不正確的。現(xiàn)在,我們以一臺(tái)接收機(jī)為例,就噪聲和干擾而言,受兩個(gè)邊帶的影響,但僅使用其中一個(gè)邊帶的信號(hào)。由于下邊帶僅影響易受干擾的接收機(jī),通常采用正交通道來(lái)抑制不希望的邊帶信號(hào)。一種方法是在接收機(jī)的輸出利用90度合成器組合I和Q信號(hào),從而抵消不希望邊帶中的信號(hào),并將其有效增加至預(yù)期邊帶。實(shí)際上,這將把整個(gè)接收機(jī)變成一臺(tái)鏡像抑制下變頻器。如果能夠在合成點(diǎn)有效地控制被合成信號(hào)的相位,最后的和成級(jí)將恢復(fù)之前失去的3dB系統(tǒng)噪聲系數(shù)。圖12中所示為這種方法的一個(gè)仿真原理圖,對(duì)應(yīng)結(jié)果如表8所示。

圖12. 帶鏡像抑制的NZIF接收機(jī)。

表8. LIF接收機(jī)鏡像抑制仿真結(jié)果

器件	CF (MHz)	CP (dBm)	CNP (dBm)	GAIN (dB)	SNF (dB)	CGAIN (dB)	CNF (dB)
MultiSource_1	950.3	-79.995	-116.194	0	0	0	0
FE_BPF	950.3	-80.005	-116.194	-9.99E-03	1.00E-02	-9.99E-03	9.99E-03
Lin_1	950.3	-70.004	-103.194	10	3	9.99	3.01
Split2_1	950.3	-73.014	-105.992	-3.01	3.01	6.98	3.222
BasicMixer_1	0.3	-67.053	-96.441	5.958	4	12.938	6.815
LPF1	0.3	-67.055	-96.443	-1.64E-03	1.00E-02	12.936	6.815
Lin_2	0.3	-57.047	-80.09	9.991	25	22.927	13.177
LPF2	0.3	-57.051	-80.094	-3.82E-03	1.00E-02	22.923	13.177
Split290_2	0.3	-54.062	-80.145	3.001	3.02	25.923	10.125

最后(合成)級(jí)的級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)(CNF)改善了3dB,說(shuō)明噪聲系數(shù)恢復(fù),正如預(yù)期那樣。

級(jí)聯(lián)接收機(jī)的噪聲系數(shù)計(jì)算總結(jié)

我們已經(jīng)看到,當(dāng)接收機(jī)級(jí)聯(lián)中存在混頻器時(shí),計(jì)算級(jí)聯(lián)噪聲因子的弗林斯公式并不總是有效的,無(wú)論是使用混頻器的DSB噪聲系數(shù)還是SSB噪聲系數(shù)。當(dāng)使用濾波器消除接收機(jī)的大部分鏡像響應(yīng)時(shí),可用一個(gè)等效兩端口網(wǎng)絡(luò)代替混頻器、濾波器和LO子系統(tǒng)。然而,必須利用DSB噪聲系數(shù)計(jì)算產(chǎn)生的噪聲系數(shù),考慮耦合到混頻器輸入端口的源端點(diǎn)的頻率選擇性。

我們也發(fā)現(xiàn)相同的物理結(jié)構(gòu)會(huì)具有不同的有效噪聲系數(shù),取決于信號(hào)分布在LO兩側(cè)還是一側(cè)(即應(yīng)用是DSB還是SSB)。通過(guò)正確使用鏡像抑制合成、復(fù)合濾波或等效基帶處理,能夠(通常是)恢復(fù)由于復(fù)合接收器工作在低中頻(LIF)模式而損失的3dB SNR。

利用Agilent® Genesys程序?qū)@些架構(gòu)和情況的仿真結(jié)果與數(shù)學(xué)推導(dǎo)得出的級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)相一致。

表9中匯總了本部分討論和仿真的每種架構(gòu)的級(jí)聯(lián)噪聲因子。

表9. 推導(dǎo)公式匯總

結(jié)構(gòu)	應(yīng)用	級(jí)聯(lián)噪聲因子公式
三個(gè)增益模塊	任意
外差式混頻器	SSB,理想鏡像濾波器
復(fù)合下變頻器	ZIF
復(fù)合下變頻器	LIF,無(wú)鏡像抑制
復(fù)合下變頻器	LIF,鏡像抑制合成

參考文獻(xiàn)
1 “Mixer Thermal Noise Figure,” Agilent Genesys Documentation,
2 “IRE Standards on Electron Tubes:Definitions of Terms, 1957,” Proceedings of the IRE, vol. 45, pp. 983 –1010, July 1957.tp=&arnumber=4056638&isnumber=4056624
3 Maas, S., Microwave Mixers., Artech House Microwave Library, Artech House, 1993.
4 “Telecommunications:Glossary of Telecommunication Terms,” Federal Standard 1037C,

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